Luận án Nghiên cứu bộ nghịch lưu ba pha ba bậc hình T với khả năng tăng áp và chịu được lỗi

ựa chọn theo điện áp ngõ vào lớn nhất. Do đó, việc 
lựa chọn chỉ số điều chế trong những nghịch lưu thông thường như những nghịch 
lưu mạng nguồn kháng 3 bậc [47], [48] là thấp hơn 3L-qSBT2I. Đây cũng là một 
trong ba điểm mới chương 3 của luận án cải thiện chỉ số điều chế cao nhất có thể. 
 Hình 3.5: Phần trăm giảm của độ gợn dòng điện cuộn dây 3L-qSBT2I so với 
 nghịch lưu [48]. 
 Trang 42 
 Hình 3.6: So sánh với cấu hình [30], [32], [46]. 
 Hình 3.6: (a) Hệ số tăng áp so với tỉ số ngắn mạch, (b) độ lợi điện áp so với chỉ 
số điều chế, (c) so sánh điện áp đặt trên tụ điện C (VC/Vdc) và (d) so sánh điện áp đặt 
trên bán dẫn thêm vào (VS/Vdc): (1) cấu hình 3L-ZSI với hai mạng 2-LC [30], (2) 
cấu hình HB-SBI [46], (3) cấu hình đề xuất với phương pháp PWM max, (4) cấu 
hình đề xuất với phương pháp PWM min và cấu hình 3L-BNI [47], và (5) cấu hình 
3L-ZSI với một mạng LC [32]. 
3.4. Cân bằng điện áp trên tụ và ổn định DC-link cho 3L-qSBT2I 
 1
 VPN_ref err d1 Vcon1
 PIDPID 2 h1
 Limiter
 VC1
 vtri2
 Khối điều khiển điện áp DC-link 
 h2
 err Δd d2 Vcon2
 PIDPID 2
 VC2
 Limiter 1
 Khối điều khiển cân bằng điện áp tụ 
Hình 3.7: Điều khiển điện áp DC-link và điều khiển cân bằng điện áp trên tụ cho 
 3L-qSBT2I. 
 Để điều khiển ổn định DC-link tác giả dựa trên luật điều khiển PID như trình 
bày ở Hình 3.7. Điện áp hai tụ VC1 và VC2 được đọc hồi tiếp để xác định điện áp DC-
link (điện áp trên thanh cái). Điện áp DC-link hồi tiếp về so sánh với giá trị điện áp 
tham chiếu VPN_ref. Sai lệch của bộ so sánh này được đưa vào bộ điều khiển PID để 
tạo ra chu kỳ ngắn mạch cho khóa T1, d1. Bộ điều khiển cân bằng điện áp tụ VC1 và 
VC2 [45] được trình bày ở Hình 3.7. Để độ lệch giữa hai tụ VC1 và VC2 là nhỏ nhất bộ 
điều khiển PID tạo ra hệ số ngắn mạch Δd. Chu kỳ ngắn mạch của khóa T2, d2 được 
xác định: 
 Trang 43 
 d2 d 1 d. (3.24) 
 3.5. So sánh với những nghịch lưu ba bậc khác 
 So sánh với nghịch lưu hai chặng 3L-Bis trong [18]-[28] cấu hình đề xuất sử 
 dụng nhiều hơn hai diode với khả năng chịu ngắn mạch ST. Do cấu hình 3L-Bis 
 không thể hoạt động ở chế độ ngắn mạch ST. So sánh với các cấu hình một chặng 
 như 3L-ZSIs với một mạng LC [32], và 3L-ZSIs với hai mạng LC [30], cấu hình 
 HB-SBIs [46], cấu hình 3L-BNIs [47], và cấu hình 1S3L-BNIs [48] kết hợp Bảng 
 3.2 so sánh cấu hình đề xuất với các cấu hình khác. 
 Bảng 3.2 Cấu hình đề xuất so với các cấu hình khác. 
 3L-ZSI với 1- 3L-ZSI với 2-LC 3L-qSBT2I PWM 
 HB-SBI [46] 3L-BNI [47] 1S3L-BNI [48] 
 LC[32] [30] đề xuất 
Cuộn dây 2 4 2 2 1 1 
Tụ điện 2 4 2 2 2 2 
Diode (*) 20 20 6 22 22 16 
Nguồn một chiều 2 2 2 2 1 1 
Các khóa đóng-ngắt 12 12 4 14 14 14 
 1 1 1 D0 1 1 1 2 
Hệ số tăng áp, B , 
 1 2D 1 2D 1 3D 1 2D 1 2D 1 2D 1 2 D
 0 0 0 0 0 0 0 
 2 
 M M M M M M2 M 
Độ lợi điện áp, G , 
 2M 1 2M 1 3M 2 2M 1 2M 1 2M 1 2 M 1 
Dòng ngõ vào Không liên tục Không liên tục Không liên tục Liên tục Liên tục Liên tục 
Dòng đỉnh đỉnh của D0(1 DTV 0 ) dc D0(1 DTV 0 ) dc D0(1 DTV 0 ) dc D0(1 DTV 0 ) dc D0(1 DTV 0 ) dc DTV0 dc 
cuộn dây 2(1 2D0 ) Li 4(1 2D0 ) Li 2(1 3D0 ) Li 2(1 2D0 ) Li (1 2D0 ) Li 2Li
Độ gợn dòng điện Rất cao Rất cao Rất cao Thấp Thấp Rất thấp 
 1 D V 1 D V 
 1 D0 Vdc 0 dc 0 dc 0.5Vdc 0.5Vdc 0.5Vdc V dc 
Điện áp đặt trên tụ , 
 1 2D 1 2D 1 2D 1 2 D
 1 2D0 2 1 2D0 2 1 3D0 0 0 0 0 
Điện áp đặt trên các 1 D V 
 0 dc 0.5Vdc 0.5Vdc 0.5Vdc V dc 
 Không áp dụng Không áp dụng , 
 1 2D 1 2D 1 2D 1 2 D
khóa đóng-ngắt 2 1 3D0 0 0 0 0 
Điện áp ngõ ra Ba pha, ba bậc Ba pha, ba bậc Một pha, ba bậc Ba pha, ba bậc Ba pha, ba bậc Ba pha, ba bậc 
 3.5.1. Thành phần linh kiện trong cấu hình 3L-qSBT2I so với các cấu hình khác 
 Như trình bày trong Bảng 3.2, cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I và cấu hình 1S3L-
 BNI [48] tiết kiệm hơn một cuộn dây so sánh với ZSI với một mạng LC [32], cấu 
 hình HB-SBIs [46] và cấu hình 3L-BNI [47]. So sánh cấu hình 3L-ZSI với hai mạng 
 2-LC [30], cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I sử dụng ít hơn 3 cuộn dây, ít hơn hai tụ và 
 nhiều hơn hai khóa tích cực. Cấu hình HB-SBIs [46] chỉ tạo ra một pha 3 bậc ngõ 
 ra, trong khi những nghịch lưu khác tạo ra 3 pha ba bậc ở ngõ ra. Hơn nữa, cấu hình 
 đề xuất 3L-qSBT2I và cấu hình 1S3L-BNI [48] chỉ sử dụng một nguồn DC ngõ vào, 
 Trang 44 
trong khi những nghịch lưu khác sử dụng hai nguồn DC ngõ vào. So sánh cấu hình 
1S3L-BNI [48], cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I tiết kiệm phần lớn diode kẹp. 
3.5.2. Độ gợn dòng điện của cuộn dây và độ gợn điện áp của tụ điện 
 Giả sử rằng nghịch lưu hoạt động trong trạng thái dẫn liên tục, độ gợn dòng điện 
đỉnh đỉnh cuộn dây và độ gợn điện áp đỉnh đỉnh tụ điện của 3L-qSBT2I được xác 
định từ phương trình (2.8) như sau: 
 Vdc I load
 IL DT0&. V C DT 0 (3.25) 
 2LB 2 C
 Bảng 3.2 so sánh độ gợn dòng điện đỉnh-đỉnh cuộn dây của nghịch lưu nguồn 
kháng ba bậc. Bởi vì cấu hình 3L-ZSI với một mạng LC [32], cấu hình 3L-ZSI với 
hai mạng 2-LC [30], cấu hình 3L-BNI [47] và cấu hình 1S3L-BNI [48] có độ lợi 
điện áp giống nhau và cùng chu kỳ ngắn mạch và chỉ số điều chế, độ gợn cuộn dây 
của cấu hình 1S3L-BNI [48] tương ứng gấp đôi và gấp bốn lần của cấu hình HB-
SBIs [46] và cấu hình 3L-ZSI với hai mạng 2-LC [30]. Tuy nhiên số cuộn dây trong 
cấu hình 1S3L-BNI [48], cấu hình HB-SBIs [46] và cấu hình 3L-ZSI với hai mạng 
2-LC [30] là một, hai và bốn. Do đó, điện cảm của các nghịch lưu là như nhau. Bởi 
vì cấu hình 1S3L-BNI [48] có số cuộn dây giống như nghịch lưu đề xuất 3L-qSBT2I. 
Vì thế nó được sử dụng để so sánh với cấu hình 1S3L-BNI [48]. 
 Hình 3.5 trình bày phần trăm giảm của độ gợn dòng điện cuộn dây của cấu hình 
đề xuất 3L-qSBT2I với cấu hình 1S3L-BNI [48]. Như trình bày ở Hình 3.5, độ gợn 
dòng điện cuộn dây của cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I với phương pháp điều khiển 
PWM nhỏ nhất giảm được trên 50%. Khi sử dụng phương pháp điều khiển PWM 
lớn nhất giảm được trên 89%. 
3.5.3. Độ lợi điện áp 
 Hình 3.6 (a) trình bày quan hệ giữa hệ số tăng áp và chu kỳ ngắn mạch của cấu 
hình một chặng 3L-Bis. Hình 3.6 (b) so sánh độ lợi điện áp của cấu hình đề xuất 3L 
qSBT2I so với cấu hình 3L-Bis. Như trình bày ở Hình 3.6 (a) và Hình 3.6 (b), cấu 
hình đề xuất 3L-qSBT2I khi áp dụng phương pháp điều khiển PWM tối thiểu 
(d1=d2=D0) có độ lợi điện áp giống như cấu hình 3L-ZSI với một mạng LC [32], 
cấu hình 1S3L-BNI [48] và cấu hình 3L-BNI [47]. Khi phương pháp điều khiển 
 2
PWM lớn nhất (d1=d2=1-D0) được áp dụng cho cấu hình đề xuất 3L-qSBT I, cấu 
 Trang 45 
hình đề xuất 3L-qSBT2I có độ lợi điện áp lớn với M>0.72 khi so sánh với cấu hình 
3L-BIs. 
3.5.4. Điện áp đặt trên các khóa và trên tụ 
 Hình 3.6 (c) và Hình 3.6 (d) so sánh điện áp đặt trên tụ và điện áp đặt trên các 
khóa T1 và T2. Như đã trình bày ở Hình 3.6 (c), cấu hình 3L-ZSI với một mạng LC 
[32] có điện áp đặt trên tụ cao nhất bởi vì cấu hình 3L-ZSI với một mạng LC [32] 
sử dụng nhiều hơn 2 tụ điện vì vậy điện áp trên tụ điện là thấp nhất. Như đã trình 
bày ở Hình 3.6 (d), điện áp đặt trên hai khóa T1 và T2 của cấu hình đề xuất 3L-
qSBT2I khi áp dụng phương pháp điều khiển PWM nhỏ nhất là giống với cấu hình 
3L-BNI [47]. Cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I khi áp dụng phương pháp điều khiển 
PWM lớn nhất có điện áp đặt trên các tụ và các khóa T1 và T2 thấp hơn cấu hình 
HB-SBIs [46] với độ lợi điện áp thấp hơn 3.28. 
3.5.5. Tổn hao trong phương pháp điều khiển PWM đề xuất 3L-qSBT2I 
 Tổn hao trong mạch nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc hình T bao 
gồm tổn hao dây dẫn, tổn hao mạch kích các khóa công suất và tổn hao các khóa 
công suất trong mạng nguồn kháng cũng như phía nghịch lưu. Tuy nhiên, trong các 
loại tổn hao được liệt kê ở trên, tổn hao các khóa công suất trong mạng nguồn kháng 
cũng như phía nghịch lưu là đáng kể. Tổn hao các khóa công suất trong mạng nguồn 
kháng cũng như phía nghịch lưu được xác định như sau: 
 PSWSSCS P P (3.26) 
 Với PSW là tổn hao trong 1 chu kỳ điện áp điều khiển trên khóa công suất trong 
mạch nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc hình T, PSS là tổn hao do 
chuyển mạch, PCS là tổn hao do dẫn điện trong 1 chu kỳ điện áp điều khiển trên khóa 
công suất trong mạch nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển mạch 3 bậc hình T. 
 Trong phương pháp đề xuất 3L-qSBT2I như trình bày ở Hình 3.1 trạng thái kích 
đóng/ngắt của các khóa nghịch lưu là giống như các phương pháp điều khiển PWM 
thông thường [48]. Trong một chu kỳ đóng/ngắt. Số trạng thái kích đóng và kích 
ngắt của các khóa T1 và T2 trong cả hai phương pháp điều khiển PWM đề xuất và 
phương pháp điều khiển PWM thông thường là hai. Số trạng thái phân cực thuận và 
phân cực ngược các diode của cả hai phương pháp đề xuất và thông thường là hai. 
Do đó, tổn hao đóng/ngắt là không tăng trong phương pháp điều khiển PWM đề 
 Trang 46 
xuất so với phương pháp điều khiển PWM thông thường. Bởi vì phương pháp điều 
khiển PWM đề xuất sử dụng chu kỳ ngắn mạch nhỏ mà vẫn tạo ra độ lợi điện áp 
ngõ ra tương tự các phương pháp điều khiển PWM thông thường, tổn hao dẫn trong 
những khóa nghịch lưu giảm khi áp dụng phương pháp điều khiển PWM đề xuất. 
So sánh phương pháp điều khiển PWM trong cấu hình 1S3L-BNI [48] với kỹ thuật 
điều khiển PWM đề xuất. Kỹ thuật điều khiển PWM đề xuất có khoảng thời gian 
dẫn của các khóa T1 và T2 gia tăng. Tuy nhiên, khoảng phân cực thuận của các diode 
D1 và D4 giảm. Do đó, khoảng thời gian dẫn của các khóa T1 và T2 là một hằng số, 
trong khi tổn hao dẫn của các diode giảm đáng kể khi áp dụng kỹ thuật điều khiển 
PWM đề xuất. 
3.6. Hướng dẫn lựa chọn các phần tử trong nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyển 
mạch ba bậc hình T 
 Từ phương trình (3.23) chỉ số điều chế được tính toán theo điện áp ngõ ra và 
điện áp ngõ vào tối đa như sau: 
 
 2vx
 M , 
  (3.27) 
 4vx Vdc _ max
Với Vdc_max là điện áp ngõ vào tối đa khi đó chu kỳ ngắn mạch được tính D0=1-M 
3.6.1. Lựa chọn cuộn dây và tụ điện 
 Trong các bộ chuyển đổi điện áp, bộ biến đổi tăng áp được chia thành 2 dạng: 
trạng thái dòng liên tục (CCM) và trạng thái dòng gián đoạn (DCM). Mặt khác, tùy 
theo các ứng dụng cũng như yêu cầu thiết kế của khách hàng mà cuộn dây tăng áp 
có độ gợn bao nhiêu phần trăm cho phép (30% trong cấu hình đề xuất). Trong cấu 
hình đề xuất 3L-qSBT2I sử dụng trạng thái dòng điện liên tục. Do đó, độ gợn dòng 
điện của cuộn dây LB và độ gợn điện áp trên tụ C1 và C2 được định nghĩa như sau: 
 IL V C
 rL%&%. r C (3.28) 
 IL V C
 Từ phương trình (3.16), (3.25) và (3.27) giá trị cuộn dây và tụ điện của phương 
pháp đề xuất 3L-qSBT2I được tính toán là: 
 2
 DTV 2 D1 2 DTP
 L 0 dc &, CC 0 0 o (3.29) 
 B 2rP %1 2 r % 1 DV 2
 Lo C 0 dc
 Trang 47 
 Với ɳ là hiệu suất của nghịch lưu. 
3.6.2. Lựa chọn bán dẫn 
 Điện áp đặt trên các khóa T1, T2, S2x và S3x (x = a, b, c) và các diode D1-D4 bằng 
với điện áp trên tụ VC và được tính như sau: 
 V
V dc . (3.30) 
 C 1 2D
 0
Điện áp đặt trên các khóa S1x và S4x là 2VC. 
 Từ Hình 3.2, dòng điện cực đại qua các khóa và các diode là bằng dòng điện 
qua cuộn dây và được xác định bởi phương trình (3.16). Dòng điện cực đại qua các 
diode D2 và D3 là: 
 1
 IIII I . (3.31) 
 D2 D 3 L load 1 2D load
 0
3.7. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
3.7.1. Kết quả mô phỏng 
 Bảng 3.3: Những thông số được sử dụng trong mô phỏng và thực nghiệm. 
 Thông số/thành phần Giá trị 
 Điện áp ngõ vào Vdc 90 – 180 V 
 Điện áp ngõ ra mong muốn Vph 111 Vrms 
 Tần số ngõ ra fo 50 Hz 
 Tần số sóng mang fs 5 kHz 
 Tỉ số ngắn mạch ST D0 0.3 
 Chỉ số điều chế M 0.7 
 Cuộn dây tăng áp LB 3 mH/ 20 A 
 Tụ điện C1 = C2 2200 F/400 V 
 Bộ lọc 3 pha LC Lf và Cf 3 mH and 10 F 
 Tải trở 3 pha Rload 40Ω 
 Để kiểm chứng hiệu suất của cấu hình 3L-qSBT2I với kỹ thuật điều khiển PWM 
đề xuất, phần mềm PSIM được sử dụng để mô phỏng. Những thông số của cấu hình 
đề xuất 3L-qSBT2I được trình bày trong Bảng 3.3 được tính toán từ phương trình 
(3.20) điều kiện của tỷ số ngắn mạch được xác định D0<0.5. Để không ảnh hưởng 
đến điện áp ngõ ra, đỉnh của điện áp tham chiếu Vref_x phải nhỏ hơn hoặc bằng hằng 
số điện áp VST. Do đó, chu kỳ ngắn mạch D0 bị giới hạn bởi (1-M). Khi D0 hoạt động 
trong dãy từ 0.01 đến 0.49, dãy điện áp ngõ vào đạt được 10V đến 312 V từ phương 
 Trang 48 
trình (3.17). Trường hợp điện áp ngõ vào 10 V, các thông số điều khiển được tính 
D0=0.49, M=0.51, d=0.51, với các thông số điều khiển này điện áp trên tụ, các khóa 
công suất của hệ thống sẽ rất cao gây nên nguy hiểm cho bộ chuyển đổi khi hoạt 
động. Trường hợp điện áp ngõ vào là 312 V, các thông số điều khiển được tính 
D0=0, M=1, d=0, với các thông số điều khiển này việc áp dụng cho các ứng dụng 
PV có điện áp ngõ vào thấp là không khả thi. Mặt khác điều kiện phòng thí nghiệm 
cũng như cơ sở vật chất chưa đáp ứng được cấp điện áp ngõ ra 220 V hiệu dụng. 
Tuy nhiên, tác giả đã cố gắng đáp ứng được cấp điện áp ngõ ra 110 V hiệu dụng phù 
hợp với cấp điện áp của thế giới. Do đó, để áp dụng cho những ứng dụng PV và an 
toàn cho hệ thống hoạt động tác giả chọn dãy điện áp ngõ vào từ 90V đến 180V cho 
giải thuật đề xuất 3L-qSBT2I. Để tạo ra điện áp 110 V hiệu dụng từ điện áp ngõ vào 
tối đa 180 V và điện áp ngõ vào tối thiểu 90 V, với chỉ số điều chế từ phương trình 
(3.27) phải bằng 0.7. Do đó chu kỳ ngắn mạch được tính là D0=0.3. 
 2
 Hình 3.8 trình bày kết quả mô phỏng cho cấu hình 3L-qSBT I khi Vdc = 180 V 
và d1 = d2 = 0.3. Từ trên xuống dưới: (a) điện áp pha ngõ ra VAG, điện áp pha so với 
trung tính nguồn VAO, điện áp dây ngõ ra VAB, dòng điện tải IR, dòng điện ngõ vào IL 
ở tần số cao, điện áp ngõ vào Vdc, và điện áp tụ điện C1 và C2; và (b) tín hiệu điều 
khiển cực cổng của T1 và T2, điện áp của diode D1 và D4, điện áp DC-link, và dòng 
điện của cuộn dây ở tần số thấp. 
 Hình 3.8 trình bày kết quả mô phỏng của cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I với 
phương pháp điều khiển PWM đề xuất. Khi Vdc=180 V và d1=d2=0.3. Như trình bày 
ở Hình 3.8 điện áp của tụ C1 và C2 được tăng áp lên 225 V và 224 V từ điện áp ngõ 
vào 180 V. Điện áp DC-link mô phỏng đạt được 449 V. Tần số hoạt động của cuộn 
dây LB là 20 KHz. Điện áp pha so với tâm nguồn (VA0) có điện áp 225 V, 0 và -225 
V. Dòng điện ngõ ra liên tục. 
 Trang 49 
 (a) (b) 
 2
Hình 3.8: Kết quả mô phỏng cho cấu hình 3L-qSBT I khi Vdc = 180 V và d1 = d2 = 
 0.3. 
 (a) (b) 
 2
Hình 3.9: Kết quả mô phỏng cấu hình 3L-qSBT I khi Vdc = 90 V và d1 = d2 = 0.7. 
 Trang 50 
 2
 Hình 3.9: Kết quả mô phỏng cho cấu hình 3L-qSBT I khi Vdc = 90 V và d1 = d2 
= 0.7. Từ trên xuống dưới: (a) điện áp pha ngõ ra VAG, điện áp pha so với trung tính 
nguồn VAO, điện áp dây ngõ ra VAB, dòng điện tải IR, dòng điện ngõ vào IL ở tần số 
cao, điện áp ngõ vào Vdc, và điện áp tụ điện C1 và C2; và (b) tín hiệu điều khiển cực 
cổng của T1 và T2, điện áp của diode D1 và D4, điện áp DC-link, và dòng điện của 
cuộn dây ở tần số thấp. 
 Hình 3.9 trình bày kết quả mô phỏng của cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I với 
phương pháp điều khiển PWM đề xuất. Khi Vdc=90 V và d1=d2=0.7. Như trình bày 
ở Hình 3.9, điện áp của tụ C1 và C2 được tăng áp lên 225 V và 224 V từ điện áp ngõ 
vào 90 V. Điện áp DC-link mô phỏng đạt được 449 V. Tần số hoạt động của cuộn 
dây LB là 20 KHz. Điện áp pha so với tâm nguồn (VA0) có điện áp 225 V, 0 V và -
225 V. Dòng điện ngõ ra liên tục. 
3.7.2. Kết quả thực nghiệm 
 Hình 3.10: Mô hình thực nghiệm cho cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I. 
 Một mô hình với công suất 1 kW dựa vào vi điều khiển xử lý tín hiệu số 
TMS320F28335 để kiểm chứng hiệu quả của cấu hình đề xuất 3L-qSBT2I với 
phương pháp điều khiển PWM đề xuất. Hình 3.10 thể hiện mô hình thực nghiệm. 
Điện áp ngõ vào trong dãy từ 90 V đến 180 V. Điện áp ngõ ra mong muốn là 110 
V. Tần số ngõ ra là 50 Hz. Tần số đóng/ngắt của mạch nghịch lưu cầu hình T là 5 
KHz. Tất cả IGBT FGL40N150D (sản xuất tại Nhật) trong mô hình thực nghiệm 
được điều khiển bởi những mạch khuếch đại và cách ly TL250. Bốn diode công suất 
DSEI60-12A (sản xuất tại Nhật). Cuộn dây tăng áp LB có giá trị 3mH và dòng điện 
định mức 20A. Hai tụ điện C1 và C2 có giá trị 2200µF và điện áp định mức 400V. 
 Trang 51 
Điện áp ngõ ra được lọc bởi một bộ lọc thông thấp 3 pha. Chỉ số điều chế và chu kỳ 
ngắn mạch trong cấu hình đề xuất có thông số là 0.7 và 0.3. 
 (a) (b) 
 (c) (d) 
 (e) (f) 
Hình 3.11 kết quả thực nghiệm cấu hình đề xuất khi Vdc = 180 V và d1 = d2 = 0.3. 
 Hình 3.11 trình bày những dạng sóng thực nghiệm của 3L-qSBT2I với phương 
pháp điều khiển PWM nhỏ nhất có các thông số Vdc = 180 V và d1 = d2 = 0.3. Điện 
áp của tụ điện C1 và C2 được tăng áp 212 V và 224 V, từ điện áp ngõ vào 180 V. 
Điện áp đỉnh của DC-link đo được 436 V. Dòng điện ngõ vào liên tục. Như hình 
3.11 (c) các khóa đóng/ngắt của T1 và T2 được kích cùng một thời điểm. Những tín 
 0
hiệu điều khiển được dịch pha 90 so với tín hiệu điều khiển chu kỳ ngắn mạch VS0. 
Điện áp hiệu dụng pha ngõ ra (VAG) đo được 108Vrms/50Hz. 
 Trang 52 
 (a) (b) 
 (c) (d) 
 (e) (f) 
 2
Hình 3.12 Kết quả thực nghiệm cho cấu hình đề xuất 3L-qSBT I khi Vdc = 90 V và 
 d1 = d2 = 0.7. 
 Khi điện áp ngõ vào giảm xuống 90 V, trong khi đó chỉ số điều chế và chu kỳ 
ngắn mạch trong cấu hình đề xuất được giữ cố định 0.7 và 0.3. Hình 3.12 trình bày 
những dạng sóng thực nghiệm của 3L-qSBT2I với phương pháp điều khiển PWM 
nhỏ nhất có các thông số Vdc = 90 V và d1 = d2 = 0.7. Điện áp trên tụ điện C1 và C2 
được tăng áp 204 V và 212 V từ điện áp ngõ vào 90 V. Điện áp đỉnh của DC-link 
đo được 416 V. Điện áp hiệu dụng pha ngõ ra (VAG) đo được 103Vrms/50Hz. 
 Trang 53 
 Như trình bày ở Hình 3.11 và 3.12, dòng điện của cuộn dây tăng trong suốt chu 
kỳ ngắn mạch hoặc ở trạng thái không ngắn mạch 3 (NST3), khi cả hai khóa T1 và 
T2 được kích đóng đồng thời, tần số hoạt động của cuộn dây tăng áp LB là 20 KHz 
mặc dù tần số đóng/ngắt của nghịch lưu cầu hình T là 5 KHz. Điện áp pha so với 
trung tính nguồn có ba bậc. 
 Hình 3.11 (a) và Hình 3.12 (a) dạng sóng nhìn từ trên xuống dưới là điện áp pha 
ngõ ra VAG và điện áp pha so với trung tính nguồn VAO. Ở Hình 3.11 (b) và Hình 
3.12 (b) dạng sóng nhìn từ trên xuống dưới là điện áp dây ngõ ra VAB và dạng sóng 
dòng điện tải IR. Ở Hình 3.11 (c) và Hình 3.12 (c) dạng sóng nhìn từ trên xuống dưới 
là tín hiệu điều khiển ngắn mạch VS0 cho các khóa phía hình T và những tín hiệu 
điều khiển VS90, VT1 và VT2. Ở Hình 3.11 (d) và Hình 3.12 (d) dạng sóng nhìn từ trên 
xuống dưới là dòng điện của cuộn dây tăng áp, điện áp diode VD1, điện áp diode VD4 
và điện áp DC-link. Ở Hình 3.11 (e) và Hình 3.12 (e) những dạng sóng nhìn từ trên 
xuống dưới là điện áp ngõ vào Vdc, điện áp trên tụ C2, điện áp trên tụ C1 và dòng 
điện ngõ vào. Hình 3.11 (f) và Hình 3.12 (f) trình bày độ méo dạng dòng điện tải 
(THD). Hình 3.11 và Hình 3.12 là dòng điện ngõ vào và ngõ ra được đo lường bởi 
cảm biến áp LEM-LA 25-P. 
Bảng 3.4: Giá trị điện áp theo lý thuyết, mô phỏng và thực nghiệm khi M = 0.7 và 
 D0 = 0.3. 
 Vdc = 180 V, d1-2 = 0.3 Vdc = 90 V, d1-2 = 0.7 
 Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm Tính toán Mô phỏng Thực nghiệm 
 Điện áp 
 225 V 224 V 212 V 225 V 225 V 204 V 
 trên tụ C1 
 Điện áp 
 225 V 225 V 224 V 225 V 224 V 212 V 
 trên tụ C2 
 Điện áp 
 450 V 449 V 436 V 450 V 449 V 416 V 
 DC-link 
 Điện áp 
 111 V 111 V 108 V 111 V 111 V 103 V 
 ngõ ra 
Bảng 3.4 so sánh điện áp của các kết quả tính toán, mô phỏng và thực nghiệm của 
cấu hình 3L-qSBT2I với phương pháp điều khiển PWM đề xuất. Kết quả mô phỏng 
gần với kết quả tính toán, trong khi kết quả thực nghiệm nhỏ hơn kết quả tính toán. 
Điện áp DC-link của cấu hình 3L-qSBT2I đo được khi áp dụng hai phương pháp 
 Trang 54 
PWM nhỏ nhất và phương pháp PWM lớn nhất có giá trị ít hơn kết quả tính toán 
3.1% và 7.6%. Bởi vì điện áp rơi trên các linh kiện được sử dụng trong mô hình thực 
nghiệm. Khi áp dụng phương pháp điều khiển PWM lớn nhất với mong muốn đạt 
được độ lợi điện áp cao nên điện áp rơi trên linh kiện nhiều hơn. 
Bảng 3.5 trìn