Luận án Nghiên cứu tổng hợp cấu trúc điều khiển véc tơ truyền động động cơ không đồng bộ với tải có khớp nối mềm

L
m được tính toán thông qua một bộ quan sát phụ tải, được thiết kế như 
sau: 
Theo phương trình: 
3
2
p m
p rd sq L
r
z Ld
z i m
dt J L
 (3.27) 
Khi đó bộ ước lượng mô-men cản tính theo mô hình như sau: 
56 
1
2
ˆ( )
ˆ( )
ˆ( )
ˆ ˆ( ) ( )
L L
p
L L
d m m
l
dt
zd
m m l
dt J
 (3.28) 
Trong đó: ˆ ˆ; ; ;
s s L L
m m  : tốc độ sator, mô-men tải ước lượng và mô-men thực. 
Để sai số quan sát hội tụ về không, ta phải chọn 
1 2
,l l sao cho cả hai điểm cực 
1 2
,s s đều nằm ở 
phía trái miền ảnh Laplace. Hai tham số này được lựa chọn như sau: 
1 2 1 2
0; 0; 1 0
p
z
l l l l
J
 (3.29) 
Từ đó ta có thể tính được các giá trị thành phần vector phản hồi như: 
 1 2
1 2 1 2
;
p
Js s
l l s s
z
+ Bộ ĐK phản hồi kiểu PI cho hai thành phần dòng stator 
0
t
f i
sd sd i sd sd
i
K
u u K i i d
T
 (3.30) 
0
t
f i
sq sq i sq sq
i
K
u u K i i d
T
 (3.31) 
Từ các bộ thiết kế trên, cấu trúc bộ điều khiển dòng theo nguyên lý tựa phẳng: 
usα
usq
isα
isq
isd
usβ
isβ
Mô hình 
từ thông 
ước lượng 
tải (3.28)
Bộ ĐK dòng stator dựa trên nguyên lý phẳng 
PT (3.30)
PT (3.31)
PT 
(3.25)
usd
Risd
Risq
Hình 3.8 Cấu trúc ĐK dòng stator dựa trên nguyên lý tựa phẳng 
c. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
Để đánh giá đáp ứng dòng stator theo tiêu chí đánh giá bộ điều khiển dòng stator mục 
1.3, chương 1, ở đây tiến hành mô phỏng và thực nghiệm như theo phương pháp bộ ĐK dòng 
stator PI và TTHCX. Kết quả đáp ứng động học dòng stator isd , isq mô phỏng và thực nghiệm 
được thể hiện qua hình (b) và hình ảnh phóng to đáp ứng dòng stator isq qua hình (c), và đáp 
57 
ứng tốc độ tại hình (a) thể hiện kết quả đánh giá dòng stator khi động cơ vận hành tại 300 
vòng/phút. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm được thể hiện qua Hình 3.9: 
Kết quả mô phỏng Kết quả thực nghiệm 
(a) 
Time [s]
(A
)
Time [s]
(b) 
(A
)
(A
)
-2
0
2
3
0 1 2 3 4 5
Time [s]
x10 
-3
(c) 
Hình 3.9 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm đáp ứng dòng isd , isq và tốc độ của bộ điều 
khiển dựa trên nguyên lý phẳng dòng stator 
Dựa vào kết quả mô phỏng và thực nghiệm đáp ứng động học dòng stator Hình 3.9 , 
thì có các kết quả đánh giá đáp ứng động học dòng stator theo nguyên lý tựa phẳng với tiêu 
chí đánh giá 1.3 chương 1, thì có số liệu như sau: 
Bảng 3.4. Đánh giá dòng stator dựa trên nguyên lý phẳng dòng stator 
Các tiêu chí đánh giá Thông số 
Thời gian xác lập dòng stator isq(s) 0.0022 
Qúa điều chỉnh dòng stator isq (%) 10 
58 
Qua kết quả Hình 3.9 (hình (c) dưới cùng bên tay phải) và bảng 3.4 nhận thấy kết quả 
mô phỏng và thực nghiệm tương đồng đó là đáp ứng động học dòng stator nhanh với thời gian 
xác lập isq =0.0022(s), quá điều chỉnh dòng stator isq là 10% nhỏ so với bộ ĐK PI, TTHCX 
dòng stator. Bên cạnh đó bộ điều khiển dòng stator theo nguyên lý phẳng đã bù xen kênh 
chính xác. 
3.2.4 Thiết kế bộ điều khiển dòng stator deadbeat truyền thống 
Nguyên lý chung bộ điều khiển trên miền thời gian gián đoạn là cho phép thực hiện 
quá trình quá độ trong khoảng thời gian hữu hạn định trước. Sai lệch giữa tín hiệu đặt và thực 
bị triệt tiêu sau một lượng hữu hạn chu kỳ trích mẫu, có thể thiết kế theo đặc tính chủ đạo hay 
đặc tính nhiễu và chỉ có thể thực hiện được trong các hệ thống ĐK số, thể hiện qua hình 3.3 
( )RG z ( )HG z ( )G s

ke ku xw
Thuật toán điều chỉnh
Khâu ĐK số
Khâu giữ chậm Đối tượng ĐK
Hình 3.10 Cấu trúc ĐK số tổng quát hệ SISO trên miền thời gian gián đoạn 
Hệ có đặc tính động học đáp ứng tức thời là hệ có tốc độ đáp ứng hữu hạn (FRT). Bộ 
điều khiển FRT được thiết kế có khả năng dẫn dắt giá trị thực đạt tới giá trị đặt theo một quỹ 
đạo thời gian sau đúng N chu kỳ tính toán, thì gọi là bộ điều khiển dead-beat truyền thống hay 
điều khiển bù (comensation controller) [1] và [4], được thể hiện qua Hình 3.11. 
0 1T 2T 3T 4T .. (n-1)T nT (n+1)T
t
Giá trị thực
 (đáp ứng đầu ra)
X(z)
Xn=1
W(z)
Giá trị đặt
X1
X2
X3
X4
Xn-1
Xn
W,X
Hình 3.11 Giá trị đặt và thực của hệ SISO với tốc độ đáp ứng hữu hạn 
59 
a. Khái niệm bộ điều khiển kiểu deadbeat truyền thống – bộ ĐK bù 
(compensation controller) 
Theo tài liệu [1] mô hình dòng stator gián đoạn và sơ đồ khối vòng ĐK dòng stator của 
động cơ KĐB-RLS trên hệ tọa độ dq như Hình 3.12: 
1
s s s
k k k ki Φi Hu h (3.32) 
Trong đó: 
11 12
12 11
1 1
1
1 1
1
s
s r
s
s r
T
T
T T
T
T
T T
Φ
; 11
11
0
0
0
0
s
s
T
Lh
h T
L
H 
13 14
14 13
1 1
1 1
r
r
T
T
T
T
T
T
h 
IR
1H 
1z I H
( )k
( )si k
ˆ( 1)k 
*( )s ki
( )s ki
h
Φ
1z I 
h
( 1)si k ( )s ku
( )ky
(Do mô hình 
cung cấp)
Phía động cơPhía điều khiển
Hình 3.12 Sơ đồ khối vòng ĐK dòng stator is của động cơ KĐB 
trên hệ tọa độ dq 
Nhận thấy trong Hình 3.12 thành phần sức phản điện động kh đặc trưng cho sự ảnh 
hưởng của từ thông lên phương trình điện áp là đại lượng nhiễu. 
Theo tài liệu [1] với đặc điểm của bộ điều khiển deadbeat truyền thống như trên, vì 
vậy ta dễ dàng chỉ ra rằng hàm truyền đạt của hệ khép kín Gw(z-1) phải có dạng đa thức bậc n 
của z-1, với tổng các hệ số đa thức là 1. 
Hàm truyền đạt của động cơ KĐB có ĐK dòng stator là [1]: 
1
1 1 *( ) ( )
s s
z z z z z
 I Ii I Φ R R i (3.33) 
Với 
1
21
z
z
I
I Φ
R
 chỉ đúng với trường hợp tốc độ đáp ứng hữu hạn với FRT =1 bước. 
60 
Qua phân tích trên, nhận thấy do hàm truyền đạt kín GW(z-1) được chọn phụ thuộc 
hoàn toàn vào “dạng quỹ đạo của biến ra”, nghĩa là độc lập với hàm truyền đối tượngGS(z-1) 
nên có thể xảy ra trường hợp GW(z-1)/[1- GW(z-1)] không bù được chính xác các điểm cực hoặc 
điểm không của GS(z-1). Điều này dẫn đến bộ điều khiển deadbeat truyền thống nhạy với sự 
thay đổi hay không chính xác với thực tiễn của thông số động cơ, do đó không nên sử dụng 
phương pháp này để thiết kế GR(z-1) cho các đối tượng chậm (điểm cực ở lân cận đường tròn 
đơn vị, xa gốc tọa độ). Tuy nhiên, vì đối tượng dòng stator là đối tượng có quán tính nhỏ 
(điểm cực ở gần gốc tọa độ), nguyên lý này đã được vận dụng rất thành công cho bộ ĐK dòng 
stator [1], [3] và [4]. 
Theo tài liệu [1] và [13] điện áp stator của bộ ĐK deadbeat truyền thống là 
1 '
11 13
1 '
11 14
( 1) ( ) ( 1)
( 1) ( ) ( 1)
sd d rd
sq q rd
u k h y k k
u k h y k k


  
  
 (3.34) 
Trong đó: 
* * *
11 12
* * *
12 11
( ) ( )( ) ( )( 1) ( )( 1) ( 2)
( ) ( )( ) ( )( 1) ( )( 1) ( 2)
d sd sd sd sd sd sd d
q sq sq sq sq sq sq q
y k i i k i i k i i k y k
y k i i k i i k i i k y k
   
   
 (3.35) 
11 11 12 13 14
1 1 1 1
; 1 ( ); ; ;
s
s s r r r
T T T
h T T
L T T T T
b. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
Để đánh giá đáp ứng dòng stator theo tiêu chí đánh giá bộ điều khiển dòng stator mục 
1.3, ở đây tiến hành mô phỏng và thực nghiệm như theo phương pháp bộ ĐK dòng stator PI , 
TTHCX. Kết quả đáp ứng động học dòng stator isd , isq mô phỏng và thực nghiệm được thể 
hiện qua hình (b) và hình ảnh phóng to đáp dòng stator isq qua hình (c), và đáp ứng tốc độ tại 
hình (a) thể hiện kết quả đánh giá dòng stator khi động cơ vận hành tại 300 vòng/phút. Kết 
quả mô phỏng và thực nghiệm được thể hiện qua Hình 3.13: 
Kết quả mô phỏng Kết quả thực nghiệm 
(a) 
61 
(A
)
(b) 
2
-2
(c) 
Hình 3.13 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm đáp ứng dòng isd , isq và tốc độ của bộ điều 
khiển deadbeat truyền thống dòng stator 
Dựa vào kết quả mô phỏng và thực nghiệm về đáp ứng động học dòng stator Hình 
3.13, thì có các kết quả đánh giá đáp ứng động học dòng stator deadbeat truyền thống theo tiêu 
chí đánh giá tại mục 1.3 chương 1, thì có số liệu như sau: 
Bảng 3.5. Đánh giá bộ điều khiển dòng stator deadbeat truyền thống 
Các tiêu chí đánh giá Thông số 
Thời gian xác lập dòng stator isq(s) 0.001 
Qúa điều chỉnh dòng stator isq (%) 0 
Qua kết quả Hình 3.13 (hình (c) dưới cùng bên tay phải) và bảng 3.5 nhận thấy kết 
quả mô phỏng và thực nghiệm tương đồng đó là đáp ứng động học dòng stator nhanh với thời 
gian xác lập 0.001(s), không có độ quá điều chỉnh dòng stator isq (0%) so với bộ ĐK dòng 
stator PI, TTHCX, tựa phẳng, bên cạnh đó bộ điều khiển dòng stator kiểu deadbeat truyền 
thống đã bù xen kênh chính xác. 
Dựa vào phần thiết kế bộ ĐK deadbeat truyền thống dòng stator nhận thấy rằng khi 
thiết kế bộ điều chỉnh dòng stator này phải dựa vào mô hình dòng stator gián đoạn để dự báo 
đáp ứng động học dòng stator. Do đó chất lượng đáp ứng động học dòng stator (chất lượng 
mô-men) còn phù thuộc vào các thông số động, đặc biệt trong trường hợp động cơ IM vận 
62 
hành lâu dài, thì sau N chu kỳ trích mẫu giá trị dòng stator thực bám với giá trị dòng stator 
thực hay không, hay độ bền vững của hệ thống có thích ứng với sự thay đổi của thông số động 
cơ hay không. Đây là một trong những tiêu chí để đánh giá chất lượng bộ điều khiển mô-men. 
Vì vậy cần đánh giá tiêu chí độ bền vững hệ thống khi thống số động cơ thay đổi hay không 
chính xác giữa tính toán và thực tiễn. Nhận thấy dòng stator thực sẽ không bám sát giá trị đặt 
khi động cơ vận hành lâu dài, bởi vì do điện trở rotor Rr tăng lên theo nhiệt độ, dẫn đến hằng 
số thời gian hằng số thời gian Tr giảm, ảnh hưởng đến vị trí góc tựa từ thông, dẫn đáp ứng tốc 
độ thực không bám sát với giá trị đặt. Chính vì vậy kết quả đánh giá đáp ứng dòng stator khi 
cho hằng số thời gian rotor Tr giảm 50% và 200% của bộ điều khiển dòng stator deadbeat 
truyền thống có kết quả như sau: 
Các đáp ứng động học Bộ ĐK dòng stator deadbeat 
truyền thống 
Đáp ứng dòng stator 
Khi Tr giảm 50% 
0 1 2 3 4 5
Time [s]
-2
0
2
4
(A
)
x10 
-3
x10 
Đáp ứng dòng stator 
Khi Tr giảm 200% 
0 1 2 3 4 5
Time [s]
-2
0
2
4
(A
)
x10 
-3
x10 
Hình 3.14 Kết quả mô phỏng và thực nghiệm bộ điều khiển deadbeat truyền thống dòng 
stator khi Tr giảm 
Qua kết quả hình Hình 3.14 nhận thấy khi hằng số thời gian Tr giảm 50% thì bộ ĐK 
dòng stator deadbeat truyền thống với thời gian xác lập 0.0015(s), xuất hiện quá điều chỉnh 
15%. Khi hằng số thời gian Tr giảm 200% thì đáp ứng dòng stator với thời gian xác lập 
0.0015(s), quá điều chỉnh 15% nhưng dòng stator isq dao động mất ổn định. 
Qua kết quả trên, vậy để khắc phục nhược điểm nhạy thông số của bộ điều khiển 
dòng stator deadbeat truyền thống mà vẫn đảm bảo đáp ứng động học dòng stator nhanh, 
chính xác và tách kênh, thì ngày nay với sự phát triển của vi xử lý, việc tìm cách tạo tốc độ 
đáp ứng với số bước lớn sẽ làm thay đổi toàn bộ cấu trúc của bộ ĐK và có thể tăng đáng kể 
thời gian tính toán của vi xử lý, đó là bộ điều khiển deadbeat cải tiến được thiết kế chỉ đáp ứng 
động học theo hàm mục tiêu “giá trị thực đuổi kịp và bám giá trị đặt sau một lượng hữu hạn N 
chu kỳ trích mẫu, không cần biết quỹ đạo thời gian của giá trị đặt. Bộ điều khiển dòng stator 
deadbeat cải tiến này được trình bày thiết kế chi tiết cho bộ điều chỉnh dòng stator ở phần 
3.2.5, mục b. 
63 
3.2.5 Thiết kế cải tiến bộ điều khiển dòng stator deadbeat 
a. Khái quát về điều khiển deadbeat cải tiến cho hệ SISO [91] 
Bộ điều khiển kiểu deadbeat là một trong các giải pháp thiết kế bộ điều khiển số có 
đáp ứng hữu hạn, có đặc điểm là mọi điểm cực được gán tại gốc tọa độ, hàm truyền đạt mục 
tiêu giá trị thực đuổi kịp và bám giá trị đặt sau một lượng hữu hạn N chu kỳ trích mẫu (sau hai 
chu kỳ trích mẫu). 
Điều này dẫn đến hàm truyền đạt của hệ khép kín Gw(z-1) cũng phải có dạng đa thức 
bậc N của z, với tổng các hệ số đa thức là 1. Tuy nhiên bài toán thiết kế bộ điều khiển GR(z-1) 
lúc này quy về việc tìm một đa thức L(z-1). Nếu hàm truyền đối tượng ĐK và hàm truyền kín 
có dạng: 
1 1 1
1 1 1
1 1
W 1 1
( )
( ) ( )
1 1
S
R R
S
R S R S
B z L z B z
G z
A z L z A z
L z B zG z G z
G z G z
G z G z G z G z L z A z
 (3.36) 
Lúc này bộ ĐK dòng điện là: 
1 1
1 1
( )
1
R
L z z
G z
L z z
A
B
 (3.37) 
Bộ điều khiển (3.37) có đặc điểm như sau: 
+ Động học của bộ ĐK (3.37) hoàn toàn phụ thuộc đặc điểm động học của hàm truyền 
đối tượng GS(z-1). Qua việc tính chọn L(z-1), bậc của đa thức tử số và mẫu số của bộ ĐK 
(3.37) luôn bị chặn dưới bởi bậc của đa thức tử số và mẫu số của GS(z-1). 
+ Bộ ĐK (3.37) với hàm truyền kín GW(z-1) có dạng đa thức bậc n của z-1 do ta tùy 
chọn. Như vậy với khả năng tùy chọn này tiềm ẩn nguy cơ mất ổn định đối với các hệ có quán 
tính lớn (điểm cực ở gần đường tròn đơn vị). 
Đa thức L(z-1) phải thỏa mãn điều kiện: 
0 0
1
1 1
1
s m
i j
i j
L l b
B
 (3.38) 
Với:li là hệ số của đa thức L(z-1) 
 bj là hệ số của đa thức B(z-1), tử số của GS(z-1) 
 L (1) và B (1) là tổng các hệ số của 2 đa thức L(z-1) và B(z-1). 
Công thức (3.38) là phương trình thứ nhất khi tìm các hệ số của L(z-1). Nếu chọn L(z-1) 
có bậc lớn hơn 0, ta sẽ phải căn cứ trên đặc điểm kỹ thuật của hệ để tạo thêm đủ số phương 
trình ứng với số hệ số của L(z-1). 
64 
b. Thiết kế cải tiến mạch vòng dòng stator deadbeat 
Dựa vào mô hình dòng stator gián đoạn (3.32) và sơ đồ khối vòng ĐK dòng stator của 
động cơ KĐB-RLS trên hệ tọa độ dq như Hình 3.12 để thiết kế bộ ĐK dòng stator kiểu 
deadbeat cải tiến. Với đặc điểm nhiễu do sức phản điện động, do đó tín hiệu điều khiển thực 
sự của mô hình dòng stator (đã xét đến yếu tố tác động trễ 1 nhịp do phần cứng) là: 
1y Hu h
s
k k k (3.39) 
Với ky là đại lượng đầu ra của bộ điều khiển, điện áp điều khiển có dạng: 
11 1s k k ku H y h 
(3.40) 
Điện áp đặt lên động cơ: 
1 1s rk k ku H y h (3.41) 
Thay (3.41) vào (3.32) 
1 1s sk k ki Φi y (3.42) 
Chuyển (3.42) sang miền ảnh z: 
1
sz z z zI Φ i y (3.43) 
Đặt: 1;z z B z zA I Φ . Vậy ta có: 
s
z z B z zA i y (3.44) 
Dễ dàng chứng minh zA khả đảo do: 
2
21 1
det 1 0s
s r
T
z T
T T
A (3.45) 
Từ đó, có thể chuyển vế công thức (3.44), ta tìm được đối tượng điều khiển có dạng: 
1
s z z B z zi A y (3.46) 
Bài toán đặt ra là xác định bộ điều khiển theo sai lệch: 
*
s sIz z z zy R i i 
 (3.47) 
Để đem lại hàm truyền đạt chủ đạo vòng kín có đáp ứng hữu hạn. Dựa trên ý tưởng của 
phương pháp deadbeat cho hệ SISO ta có ma trận đa thức có dạng: 
1
1
1
1
2
0
0
L z
z
L z
L 
 (3.48) 
Áp dụng (3.37) bộ điều khiển dòng theo phương pháp điều khiển tuyến tính kiểu deadbeat cải 
tiến có dạng: 
1
1 1 1
I z z z z zR A L I L 
 (3.49) 
65 
Thay (3.49) vào (3.47), ta có: 
1
1 1 1 *
s sz z z z z z zy A L I L i i (3.50) 
Tiếp tục thay (3.50) vào (3.46) ta có: 
1
1 1 1 1 *
s s s
h z
z z z z z z z
G
i L I L i i 
 (3.51) 
Trong (3.51) dễ thấy hàm truyền vòng hở 
h zG là một ma trận đường chéo: 
1 1
1
1 1
1
1 1
2
1 1
2
0
1
0
1
h
z L z
z L z
z
z L z
z L z
G 
 (3.52) 
Điều đó chứng tỏ bộ điều khiển (3.52) đã tách kênh thành công các thành phần dòng 
điện. Từ đó, tiến hành chuyển vế trong (3.52) có được đặc tính vòng kín: 
1 1 *
s s
z z z zi L i (3.53) 
Công thức (3.53) chỉ ra rằng nếu các đa thức 1
1
( )L z và 12( )L z có bậc tương ứng là 
1n và 2n thì các thành phần dòng isd và isq bám tín hiệu chủ đạo sau đúng 1 1n và 2 1n 
bước tương ứng. 
Thay 11 12
12 11
1 1
1
1 1
1
Φ
s
s r
s
s r
T
T
T T
T
T
T T
,(3.48) vào (3.49) : 
1 1
11 1 12 2
1 1 1 1
1 2
1 1
12 1 11 2
1 1 1 1
1 2
1 1
1 1
R
I
z L z L z
z L z z L z
z
L z z L z
z L z z L z
 (3.54) 
Để trong luật điều khiển không chứa các giá trị sai lệch ở tương lai, các đa thức 
1
1
L z và 
1
2
L z phải không chứa hệ số tự do. Ngoài ra, để khử sai lệch điều chỉnh, hàm 
truyền vòng kín wG phải bằng I ở chế độ xác lập (ứng với 1z ). Do đó, từ (3.53) cần có: 
1 21 1 1L L (3.55) 
Vấn đề đặt ra là phải xác định được các hệ số của đa thức 1
1
L z khi chỉ biết được 
tổng hệ số của đa thức bằng 1. Chúng ta tìm đến những điều kiện phụ để có thể xác định các 
hệ số của đa thức 1
1
L z , ở đây ta vận dụng điều kiện về giới hạn điện áp. 
* Chọn L1(z-1) và L2(z-1) là các đa thức bậc hai 
66 
Để đơn giản, chọn 2 đa thức L1 và L2 giống nhau: 
1 1 1 2
1 2 1 2
L z L z l z l z (3.56) 
Thay (3.55) vào (3.56) được: 
1 2
1l l (3.57) 
Nhận thấy, nếu chỉ với (3.57) ta chưa thể tìm được rõ ràng các giá trị 1 2,l l , do đó ta cần 
tìm điều kiện phụ: điều kiện về giới hạn điện áp như đã nói ở trên để tìm một mối liên hệ khác 
về 1 2,l l . Phương trình của y(z) có dạng như sau: 
1 1
11 12
1 1 1 1
1 1
12 11
1 1 1 1
( ) ( ) ( )
( )1 ( ) 1 ( )
( )( ) ( ) (
( )
)
1
( ) (
) 1 (
)
( )
y R eI
id
iq
i
z L z L z
e zz L z z L z
e zL z z L z
z L z z L z
z z z
 
 
 (3.58) 
Triển khai phương trình (3.58), thì có: 
1 1
11 12
1 1 1 1
1 1
12 11
1 1 1 1
( ) ( ) ( )
( ) ( )
1 ( ) 1
( )
( )
( ) ( ) ( )
( ) ( )
1 ( ) 1 ( )
( )
id iq
id
d
iqq
y z
y z
z L z L z
e z e z
z L z z L z
L z z L z
e z e z
z L z z L z
 
 
 (3.59) 
Thay phương trình (3.56) vào (3.59), sau đó chuyển sang dạng sai phân như sau: 
2 3 1 2
1 2 1 2 1 11 2 11
1 2
1 12 2 12
y k l y k l y k l e k l l e k l e k
d d d d d d
l e k l e kq q
(3.60) 
2 3 1 2
1 2 1 2 1 11 2 11
1 2
1 12 2 12
y k l y k l y k l e k l l e k l e kq q q q q q
l e k l e k
d d
(3.61) 
Khi đó, điện áp stator được tính là: 
1
11 13 1sd d rdu k h y k k 
 (3.62) 
1
11 14 1sq q rdu k h y k k (3.63) 
Giá trị biên độ đầu của điện áp có thể được giới hạn bằng cách chọn l1 và l2 phù hợp. Cụ thể: 
1 1
0 11 0 13 0 11 1 0 13 0
1 1
0 11 0 14 0 11 1 0 14 0
d d rd d rd
q q rd q rd
u h y h l e
u h y h l e
 (3.64) 
Trong đó, dòng từ hóa nằm trong dải giá trị: 
0
md rd sdN
i i (3.65) 
Từ đó, kết hợp với điều kiện (3.57), các tham số l1 và l2 có thể được chọn như sau: 
67 
11 0 1411 0
1
0 0
2 1
min ;
1
q sdNd
d q
h u ih u
l
e e
l l
 (3.66) 
* Xử lí khi điện áp stator đi vào giới hạn 
Mặc dù l1, l2 được chọn theo (3.66) đã giới hạn được giá trị biên độ đầu của điện áp 
(thường cũng là giá trị lớn nhất), vẫn có thể xảy ra trường hợp khâu điều chỉnh đòi hỏi điện áp 
có module vượt quá khả năng cung cấp của thiết bị trong quá trình vận hành. Vì vậy, giải 
quyết vấn đề điện áp stator đi vào vùng giới hạn là cần thiết. Vấn đề đó được giải quyết như 
sau: 
+ Xác định giá trị giới hạn cho từng thành phần điện áp usd và usq từ giới hạn module 
của vector điện áp (do nghịch lưu quyết định). 
+ Tìm ra cách thức phản ứng của khâu điều chỉnh khi điện áp đi vào vùng giới hạn đã 
được định trước. Ý tưởng cơ bản là hiệu chỉnh ngược tới đầu vào sai lệch nhằm ngừng thành 
phần tích phân tiềm ẩn trong thuật toán điều chỉnh dòng. 
Theo cơ sở lý thuyết trên, luật điều khiển dựa trên các biến hiệu chỉnh: 
Thành phần trục d 
1 , 2 , 1 2 1 11 ,
2 11 , 1 12 , 2 12 ,
2 3 1
1 2
d d hc d hc d d hc
d hc q hc q hc
y k l y k l y k l e k l l e k
l e l e k l e k
 (3.67) 
Vậy có: 
, 1 , 2 , 1 , 2 1 11 ,
2 11 , 1 12 , 2 12 ,
2 3 1
2 1 2
d hc d hc d hc d hc d hc
d hc q hc q hc
y k l y k l y k l e k l l e k
l e k l e k l e k
 (3.68) 
Điện áp ra trục d: 
1
11 13
1
sd d rd
u k h y k k (3.69) 
Điện áp ra trục d hiệu chỉnh: 
1
11 13, , 1sd hc d hc rdu k h y k k (3.70) 
Thành phần trục q 
1 , 2 , 1 2 1 11 ,
2 11 , 1 12 , 2 12 ,
2 3 1
2 1 2
q q hc q hc q q hc
q hc d hc d hc
y k l y k l y k l e k l l e k
l e k l e k l e k
 (3.71) 
Vậy có: 
, 1 , 2 , 1 , 2 1 11 ,
2 11 , 1 12 , 2 12 ,
2 3 1
2 1 2
q hc q hc q hc q hc q hc
q hc d hc d hc
y k l y k l y k l e k l l e k
l e k l e k l e k
 (3.72) 
Điện áp ra trục q: 
1
11 14
1
sq q rd
u k h y k k (3.73) 
Điện áp ra trục q hiệu chỉnh: 
68 
1
11 14, , 1sq hc q hc rdu k h y k k (3.74) 
Từ đó, rút ra công thức các biến được hiệu chỉnh: 
, 11
, ,
1 1
d d hc
d hc d d sd sd hc
y k y k h
e k e k e k u k u k
l l
 (3.75)
11 13, ,
1
d hc sd hc rd
y k h u k k (3.76) 
, 11
, ,
1 1
q q hc
q q sqq hc sq hc
y k y k h
e k e k e k u k u k
l l
 (3.77) 
11 14, ,
1
q hc sq hc rd
y k h u k k (3.78) 
Vậy thiết kế bộ điều khiển deadbeat cải tiến dòng stator có cấu trúc điều khiển như sau: 
3~
IE
ĐCKĐB
3
2
tu
tv
tw
usαusdr
usqr
isα isu
SVM
isq
isd
usβ
isv