Luận án Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha

ựa trên kỹ thuật BS cũng 
được cải tiến, bổ sung thêm thành phần tích phân sai số theo dõi để cải thiện tính bền 
vững của nó. Không giống như các nghiên cứu BS đã được thực hiện với hành động 
tách rời, luật điều khiển được phát triển trong luận án này không đề xuất tăng số lượng 
biến trạng thái hệ thống do đó không làm tăng độ phức tạp khi giải quyết các phương 
trình vi phân. Ngoài ra, để nâng cao hơn nữa hiệu quả của hệ truyền động SPIM, tác 
giả đã đề xuất một cấu trúc mới kết hợp giữa BS và PCH, Kỹ thuật điều khiển PCH 
được đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong để cải thiện chất lượng điều khiển và 
đảm bảo tính ổn định, độ chính xác và tốc độ đáp ứng của hệ thống truyền động, nâng 
cao tính bền vững trước sự nhạy cảm của những thay đổi của tham số máy điện, nhiễu 
tải và các yếu tố phi tuyến không thể hoặc khó mô hình hóa. Luận văn này đã đề xuất 
ứng dụng cấu trúc điều khiển mới kết hợp BSC và PCH để giảm bớt độ phức tạp và 
tăng cường sự bền vững của hệ truyền động SPIM. Các kết quả nghiên cứu liên quan 
đến phần này đã được tác giả công bố trong các bài báo [14], [16], [17] thuộc Danh 
mục các công trình nghiên cứu đã công bố. 
3.2 Điều khiển vector (FOC) cho hệ truyền động SPIM 
Như đã phân tích ở phần trước, chiến lược điều khiển vô hướng rất đơn giản, 
dễ thực hiện và cho đáp ứng trạng thái ổn định tốt. Tuy nhiên, hiệu quả hoạt động ở 
chế độ quá độ không đáp ứng được yêu cầu của hệ thống và không thể kiểm soát. 
55 
Điều này gây ra do sai lệch từ thông của máy với các giá trị từ thông tham chiếu ở cả 
biên độ và góc pha [63]. Độ lệch từ thông này phải được kiểm soát bởi tần số và 
cường độ của dòng điện rotor và stator tức thời. Tuy nhiên, phương pháp này chỉ 
kiểm soát cường độ và tần số dòng stator, không kiểm soát pha của chúng. Độ sai 
lệch của từ thông cũng ảnh hưởng trực tiếp đến mô men điện từ, tốc độ. Điều này là 
bất lợi trong các hệ truyền động yêu cầu chất lượng điều khiển cao đòi hỏi phải kiểm 
soát tốc độ nhanh và chính xác. Để khắc phục vấn đề trên, điều khiển độc lập từ thông 
và mô men được yêu cầu theo cách tương tự như động cơ DC. Với động cơ DC từ 
thông được điều khiển bởi dòng stator (dòng kích từ), trong khi mô men được điều 
khiển trực tiếp bởi dòng điện của cuộn dây rotor (dòng phần ứng). Trong nhiều trường 
hợp, có thể chỉ yêu cầu điều khiển cường độ dòng điện phần ứng hoặc từ thông cũng 
có thể cung cấp chất lượng điều khiển tương đối. Ngược lại, động cơ AC yêu cầu 
điều khiển kết hợp giữa tần số, cường độ dòng điện stator và pha của chúng, điều này 
làm cho nó trở thành một bộ điều khiển phức tạp hơn. Điều khiển định hướng từ thông 
rotor (FOC) là một trong những chiến lược điều khiển vector phổ biến nhất [70-71]. 
Chiến lược điều khiển FOC đảm bảo điều khiển chính xác trong cả trạng thái quá độ 
và ổn định. 
3.2.1 Nguyên lý điều khiển FOC 
Trong phương pháp điều khiển FOC, việc tính toán góc quay của từ trường là 
rất quan trọng. Tùy thuộc vào cách tính toán góc quay này mà phân thành hai loại: 
điều khiển trực tiếp tựa theo từ thông rotor (DFOC) [71] và điều khiển gián tiếp tựa 
theo từ thông rotor (IFOC) [116]. Trong DFOC, góc từ thông được tính toán dựa vào 
các thành phần dòng và điện áp stator đo được hoặc bằng cảm biến từ thông thì ở 
IFOC góc quay này được ước tính từ thông tin tốc độ và các tham số máy điện. Điều 
khiển gián tiếp tựa theo từ thông rotor các hệ truyền động AC được sử dụng rộng rãi 
trong các ứng dụng công nghiệp đòi hỏi chất lượng điều khiển cao do tính đơn giản, 
chi phí thấp, phản ứng động nhanh, độ tin cậy và loại bỏ cảm biến từ thông hoặc mô 
hình từ thông, nhưng nó đòi hỏi phải đo chính xác tốc độ hoặc vị trí rotor để điều 
khiển chính xác vector từ thông. 
Như chúng ta đã biết động cơ không đồng bộ xoay chiều nói chung không tồn 
tại các tương quan minh bạch như đối với điều khiển động cơ DC, ở đây tồn tại một 
56 
cấu trúc mạch và các đại lượng điện ba pha phức tạp. Phương pháp mô tả động cơ 
không đồng bộ xoay chiều trên tọa độ từ thông rotor là phép mô tả dẫn tới tương quan 
giống như đối với hệ truyền động động cơ DC, nhằm đạt được các tính năng điều 
khiển tương tự với động cơ DC [70]. Việc xây dựng vector is(t) trong khung tham 
chiếu cố định αβ (khung tham chiếu stator) và khung tham chiếu quay dq (khung 
tham chiếu từ thông rotor) được mô tả trong hình 3.1, hình 3.2 và hình 3.3 Sự chuyển 
đổi này được thực hiện thông qua ma trận chuyển đổi T6 (6 x 6) (công thức (1.2)) và 
ma trận chuyển đổi T2 ( công thức (1.2)) 
a-axis
b-axis
c-axis
α 
β 
isα 
isβ 
is
Hình 3. 1: Chuyển đổi sang khung tham chiếu cố định αβ 
Phương trình điện áp của stator và rotor trong khung tham chiếu cố định có thể được 
viết dưới dạng ma trận như sau: 
sαs ssα
sβs ssβ
rαr r r r
rβr r r r
m
m
m m r
m m m
IR +PL 0 PL 0V
I0 R +PL 0 PLV
=
IPL ω L R +PL ω L0
I-ω L PL -ω L R +PL0
(3.1) 
d
q
α 
β 
isα 
isβ 
θe
isd
is
isq
Hình 3. 2: Sự chuyển đổi từ khung tham chiếu cố định αβ sang khung tham chiếu 
quay dq 
57 
Phương trình điện áp stator và rotor trong khung tham chiếu dq có thể được viết 
dưới dạng ma trận như sau: 
sd
sqsd s e
sq s e sd
sq
i
iV R 0 p -ω
=
V 0 R ω p ψ
ψ
(3.2) 
rd
rqr sl
r sl rd
rq
i
iR 0 p -ω0
 = 
0 R ω p0 ψ
ψ
(3.3) 
Phương trình mô men điện từ: 
 sq sd
r
m
e rd rq
3 L
= i i
2 L
T P ψ -ψ (3.4) 
r
e L r=
dω
T T + Bω + J
dt
 (3.5) 
Trong đó: 
sd rd sq rq sd rd
sq rq
sd s m sq s m rd m r
rq m r sl e r
i i i i i i
i i
ψ =L +L ; ψ =L +L ; ψ =L +L ;
ψ =L +L ; ω =ω - ω
α 
β 
ωr
θ r
Ψsα
Ψsβ 
d
Ψr=Ψrd
θsl
θe
ωsl
is
q
Trục từ thông rotor
Trục rotorisd
isq
ωe
Hình 3. 3: Biểu diễn vector không gian trên khung 
tham chiếu quay dq 
Theo định hướng từ thông rotor, đó là = =rq rd rψ 0; ψ ψ mô hình toán cơ bản 
của SPIM trong hệ tọa độ quay đồng bộ có thể được biểu diễn như sau: 
58 
sd
sd sq sd
sq
sq sd sq
sq
rd
sd
r r
s s e r rd
s s e r e rd
sr L
rd r
m
rd
di
= - ai ω i
dt
di
= - ai ω i ω
dt
δσLdω 3 T
= i ω
dt 2 J J
dψ L 1
i
dt τ τ
L +L + bR ψ + cu
L +L + b ψ + cu
P (ψ ) - -B
= - ψ
(3.6) 
Trong đó: 
2 22 2
m r sm m
2 2
r r r
rm r r
r
s s r r
L L RL L1
=
L L σσL σL
R +L R L
σ 1- ;δ= ;a= ;c= ;b= ;τ =
σL L R 
Mô men điện từ: 
sq
r
m
e rd
3 L
= i
2 L
T P ψ (3.7) 
Tốc độ quay trượt có thể được biểu diễn: 
*m
sl sq*
r rq
L
ω = i
τ ψ
 (3.8) 
Góc từ trường được tính như sau (được biểu diễn trong hình 3.4): 
 e e r slθ = ω dt= ω + ω dt (3.9) 
Lm
Tr
++
ωsl
ω
ωe ʃ 
θ e
i
*
sq
ψ
rd
*
Hình 3. 4: Tính góc quay của từ thông theo phương pháp gián tiếp tựa theo từ 
thông rotor 
59 
N
gu
ồ
n 
A
C
3
P
-+
-+
-+
PI PI
PI
T 2 T
2-1
B
CL
SP
V
SI
D
C 
lin
k
TT
 i s
d 
Đ
K
D
 i s
d 
Đ
K
D
 i s
q 
Đ
K
TĐ
T 6
-1
T 6
i sd i
sq
u
sd
u
sd
u
sα
i sα
i sβ
i sqi s
d
u
sβ
ꞷ
ω
*
*
*
*
ψ
r
PHẦN ĐIỀU KHIỂN IFOCPHẦN ĐỘNG LỰC
SP
IM
^
++
ʃ 
ω
sl
ωω
e
θ e
 * E
q
.(
3
.8
)
ψ
rd
 * i sq 
*
*
r
Tả
i
H
ìn
h
 3
. 
5
: S
ơ
 đ
ồ
 h
ệ
 t
ru
yề
n
 đ
ộ
n
g 
S
PI
M
 đ
iề
u
 k
h
iể
n
 t
h
eo
 p
h
ư
ơ
n
g 
p
h
á
p
 đ
iề
u
 k
h
iể
n
 v
e
ct
o
r 
(I
FO
C
)
Hình 3. 5: Sơ đồ hệ truyền động SPIM điều khiển theo phương pháp điều khiển 
vector (IFOC) 
60 
3.2.2 Bộ điều khiển PI cho điều khiển vector hệ truyền động SPIM 
Điều khiển FOC trong các hệ truyền động AC như được biểu diễn trong Hình 
3.5, cách tiếp cận truyền thống là sử dụng các bộ điều khiển PI trong các bộ điều 
khiển tốc độ vòng trong và điều khiển dòng vòng ngoài. Bộ điều khiển vòng ngoài 
được dùng để điều khiển tốc độ, nó hoạt động dựa trên sai số của ω để ước tính isq*. 
Bộ điều khiển vòng trong điều khiển dòng, hoạt động dựa trên sai số của is để ước 
tính usdq*. Các giá trị tốc độ tham chiếu được so sánh với tốc độ thực tế hoặc tốc độ 
ước lượng (trong các hệ không cảm biến) và sai số này được đưa vào bộ điều khiển 
PI tốc độ (vòng điều khiển ngoài). Tương tự, các giá trị dòng điện tham chiếu được 
so sánh với dòng điện thực tế và sai số dòng điện được đưa vào bộ điều khiển PI dòng 
(vòng điều khiển trong). 
3_ Phase
AC Supply
-+
-+
-
+
PI
PIPI
T2
T2
-1
BCL SPVSI
DC link
TT isd ĐKD isd 
ĐKD isqĐKTĐ
T6
-1
T6
isd
isq
usd
usd
usα 
isα 
isβ isq
isd
usβ 
ꞷ 
θe
ω*
* *
*ψr
P
H
Ầ
N
 Đ
K
 F
O
C
P
H
Ầ
N
 Đ
Ộ
N
G
 L
Ự
C
Tải
^
SPIM
Hình 3. 6: Sơ đồ hệ truyền động SPIM điều khiển theo phương pháp 
điều khiển FOC sử dụng bộ điều khiển PI 
Trong các bộ điều khiển PI, các giá trị khuếch đại và việc lựa chọn chúng rất 
quan trọng ảnh hưởng rất lớn đến chất lượng của bộ điều khiển và hệ thống truyền 
động. Sự lựa chọn không chính xác của các giá trị khuếch đại có thể dẫn đến chất 
lượng không mong muốn hoặc các đáp ứng không ổn định của bộ điều khiển. Tuy 
nhiên, trong hầu hết trường hợp, những giá trị này được xác định bằng kỹ thuật thử 
sai, kỹ thuật này tiêu tốn rất nhiều thời gian và chất lượng của bộ điều khiển phụ 
thuộc vào kinh nghiệm thực tế của người thiết kế. Mặc dù, có một số các kỹ thuật, 
61 
như phương pháp Ziegler-Nichols ..., kiến thức nhất định về quá trình điều khiền là 
cần thiết và thậm chí điều đó đảm bảo kiểm soát tốt nhất chất lượng điều khiển. Bộ 
điều khiển tốc độ PI được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng công nghiệp do nó 
đơn giản và cung cấp chất lượng điều khiển tốt trong trạng thái ổn định. Sơ đồ khối 
của bộ điều khiển tốc độ PI được hiển thị trong Hình 3.6. Tốc độ thực tế được so sánh 
với tốc độ tham chiếu và sai số tốc độ được xử lý thông qua bộ điều khiển tốc độ PI. 
Bộ điều khiển PI tạo ra một thành phần dòng isq tham chiếu ở đầu ra. Thành phần 
dòng tạo mô men này được đưa đến một bộ giới hạn để đưa ra giá trị cuối cùng của 
thành phần dòng tham chiếu (Hình 3. 7). 
Hình 3. 7: Sơ đồ bộ điều khiển tốc độ sử dụng bộ điều khiển PI 
Trong trường hợp thay đổi đột ngột về tốc độ hoặc có nhiễu loạn, trong các 
chế độ quá độ,mô men và dòng của động cơ có thể vượt quá mô men và dòng tới 
hạn của động cơ, điều này có thể gây ra hiện tượng quá dòng và mất ổn định. Để 
điều khiển dòng và mô men trong giá trị hợp lý, đầu ra của bộ điều khiển tốc độ 
được đưa đến bộ giới hạn để giới hạn dòng đầu ra trong phạm vi mong muốn, đảm 
bảo dòng điện đầu ra của biến tần trong giới hạn an toàn và do đó cung cấp tính 
năng bảo vệ dòng trong hệ truyền động. Thành phần dòng tham chiếu isq được so 
sánh với thành phần dòng thực tế và sai số dòng được xử lý thông qua bộ điều khiển 
dòng PI. Bộ điều khiển PI tạo ra một thành phần điện áp usq tham chiếu ở đầu ra 
(Hình 3. 8). 
Hình 3. 8: Sơ đồ bộ điều khiển dòng sử dụng bộ điều khiển PI 
-+
ω*
K i
K p
ʃ 
++
eω isq
*
ω^
-+
K i
K p
ʃ 
++
eisd
u sd
*
u sq
*
i sd* i sq*
isd isq
eisq
62 
3.3 Cấu trúc điều khiển phi tuyến trong điều khiển vector FOC của hệ truyền 
động SPIM 
3.3.1 Kỹ thuật điều khiển BS đề xuất cho bộ điều khiển tốc độ và từ thông rotor 
vòng ngoài 
Mục đích của nghiên cứu này là thiết kế một luật điều khiển đơn giản so với 
các công trình được trình bày trong [76,104] cho SPIM nhưng cho chất lượng điều 
khiển ở chế độ động và xác lập cao, loại bỏ nhiễu tải, khắc phục hiện tượng dao động 
mô men. Ảnh hưởng từ sự thay đổi của các tham số và nhiễu tải có thể giảm đáng kể 
bằng cách đưa thêm tích phân sai số theo dõi khi thiết kế bộ điều khiển tốc độ mà 
không làm tăng biến trạng thái của động cơ cảm ứng như trong [76, 104]. Kỹ thuật 
này sẽ đảm bảo độ chính xác cao ngay cả khi có sự thay đổi tham số động cơ. Tính 
ổn định và hiệu quả của từng hệ thống con được nghiên cứu bằng lý thuyết Lyapunov 
[63]. 
-+
L
ω* +
+
+
+
+
+
T
ω
-+
+
+
+
+
+
+
*ψrd
ψrd
Hình 3. 9: Các vector ảo isd*, isq*. 
Trong phần này, một kỹ thuật BS cải tiến được đề xuất để kiểm soát vector 
cho các hệ truyền động SPIM. Tính ổn định và chất lượng của các hệ thống con được 
đảm bảo dựa trên lý thuyết Lyapunov [63]. Kỹ thuật BS là một phương pháp có tính 
hệ thống và đệ quy để tổng hợp các luật điều khiển phi tuyến. Vì vậy, một lệnh ảo, sẽ 
được tạo ra để đảm bảo sự hội tụ của các hệ thống đến trạng thái cân bằng của chúng. 
Nó cho phép tổng hợp luật điều khiển bền vững mặc dù có các nhiễu loạn tải và sự 
63 
không chắc chắn của tham số. Trong đề xuất này, tính bền vững của sơ đồ này được 
cải thiện bằng cách đưa thêm vào thành phần tích phân của các sai số theo dõi trong 
thiết kế bộ điều khiển. 
Sai số theo dõi được định nghĩa: 
t
* ' *
ω r r ω r r
0
t
* ' *
ψ rd rd ψ rd rd
0
ε = ω - ω +k ω - ω dt
ε = ψ - ψ +k ψ - ψ dt
(3.10) 
Để đảm bảo sự ổn định của vòng điều khiển ngoài, các vector điều khiển ảo isq* và 
isd* được sử dụng. Đạo hàm sai số theo dõi (3.10) ta có: 
*
' *ω sr l
rd sq r ω r r
*
ψ ' *rd m
sd rd ψ rd rd
r r
dε δσLdω T3
= - P ψ i + + Bω + k ω -ω
dt dt 2 J J
dε dψ L 1
= + i + ψ + k ψ -ψ
dt dt τ τ
(3.11) 
Để thiết kế bộ điều khiển BS, hàm Lyapunov được chọn là: 
 2 2ω ψω,ψ
1
V = ε + ε
2 
(3.12) 
Đạo hàm của nó V’ như sau: 
ω,ψ ψω
ω ψ
*
* ' *r l
ω t rd sq r ω r r
*
* ' *rd m
ψ sd rd ψ rd rd
r r
dV dεdε
=ε + ε
dt dt dt
dω T
=ε - k ψ i + + Bω + k ω - ω
dt J
dψ L 1
+ε + i + ψ + k ψ - ψ
dt τ τ
(3.13) 
Trong đó: s
t
δσL3
k = P
2 J
Để đáp ứng V' <0, luật điều khiển BS được thiết kế như sau: 
64 
*
* ' *r l
sq ω ω r ω r r
t rd
*
* ' *rdr
sd ψ ψ rd ψ rd rd
m r
dω T1
i = k ε + + + Bω + k ω - ω
k ψ dt J
dψτ 1
i = k ε + + ψ + k ψ - ψ
L dt τ
(3.14) 
Trong đó kω, kѰ là hằng số dương. Tl : Mô men tải ước tính theo công thức: 
m
l rd sq
0 r
1 3 L J dω
ˆT = P ψ i - ;
1+τ p 2 L P dt
Trong đó: τ0: Là hệ số thời gian ước tính mô-men; p: Vi phân; P: số cặp cực; J: Mô 
men quán tính của động cơ. Từ (3.13) và (3.14), ta có đạo hàm của hàm Lyapunov:: 
 ω,ψ 2 2
ω ω ψ ψ
dV
= - k ε - k ε < 0
dt
 (3.15) 
(Phương trình (3.14) có thể được biểu diễn như Hình 3. 9) 
3.3.2 Bộ điều khiển PCH đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong 
Để hiện thực việc điều khiển dòng điện stator của động cơ không đồng bộ sáu 
pha, điều khiển PCH được đề xuất trong điều khiển dòng trong điều khiển vector 
FOC của hệ truyền động SPIM. Mô hình hệ thống Hamiltonia: 
 T
dx dH
= J x - R x x + g x u
dt dx
dH
=g x
dx
y x
 (3.16) 
Trong đó T
(x)(x)R =R > 0 đặc trưng cho sự tiêu tán năng lượng, J(x) là ma trận liên 
kết T(x)(x)J = -J , H (x) là hàm dự trữ năng lượng của hệ thống. Định nghĩa vector 
trạng thái x, vector đầu vào u và vector đầu ra y như sau: 
 
 
TT
1 2 s sd s sq
TT
1 2 r rd sd r rd sq
T
sd sq
= x x = L i L i
u= u u = bR ψ + cu - bω ψ + cu
y= i i
x 
(3.17) 
65 
Hàm dự trữ năng lượng của hệ thống: 
 T -1 2 2 2 21 2 s sd s sq
s
1 1 1 1
x = x D x = x + x = L i + L i
2 2 L 2
H (3.18) 
Trong đó: 
 s sD = diag L L 
Phương trình của SPIM được mô tả trong khung tham chiếu dq (3.6, hai phương 
trình đầu) có thể được viết lại dưới dạng PCH (3.16) trong đó: 
s s
s s
0 L ω
J x =
- L ω 0
a 0 1 0
R x = ; g x =
0 a 0 1
 (3.19) 
Giả sử muốn hệ thống (3.16) ổn định xung quanh trạng thái cân bằng mong 
muốn, hàm năng lượng vòng kín Hd(x) được gán cho hệ thống đạt cực tiểu tại x0 
(nghĩa là Hd (x)> Hd (x0) với mọi x≠x0 trong lân cận của x0). Lý thuyết ổn định của 
hệ thống PCH được đưa ra trong [53;83]. Cho J (x), R (x), H (x), g (x) và điểm cân 
bằng mong muốn xo. Giả sử chúng ta có thể tìm thấy một điều khiển phản hồi u=α(x), 
Ma trận tiêu tán và liên kết tương ứng: Ra (x), Ja (x) và một hàm vectơ K (x) thỏa 
mãn: 
 d d a a
dH
J x - R x K x = - J x - R x x + g x u
dx
 (3.20) 
Khi đó: 
1) 
T
dK dK
x = x ; 
dx dx
2) 0 0
dH
K(x )= - (x ); 
dx
 (3.21) 
3) 
2
0 02
dK d H
x > (x );
dx d x
 ((Lyapunov) 
Hệ kín Hamiltonia thỏa mãn: 
 dd d
dHdx
= J x - R x x
dt dx
 (3.22) 
66 
Sẽ trở thành một hệ PCH tiêu tán năng lượng. Ta có: 
a
a d
dH
K(x)= ; H (x)=H (x)-H(x)
dx
 (3.23) 
Với Ha là hàm được thêm vào để hệ thống điều khiển vòng kín dòng đạt trạng thái 
cân bằng ổn định tại xo. Hàm dự trữ năng lượng Hamiltonia mong muốn để hệ thống 
cân bằng tại xo khi đó được định nghĩa là: 
 d oH x = H Δx = H x-x (3.24) 
Trong đó: 
d
d
T
T
ad
ad
J x = J x + J x = -J x 
R x = R x + R x =R x > 0
 1 1a
1 2
a
0 J r 0
J x = ; R x =
-J 0 0 r
(3.25) 
Ta có: J1, r1 và r2 là các hệ số kết nối và tiêu tán không xác định. Từ các phương 
trình (3.20-3.25), điều khiển dòng vòng trong của điều khiển vector FOC được xác 
định: 
* * * * *
sd sd 1 sd sd 1 sq sq s s sq r rd
* * * * *
sq sq 2 sq sq 1 sd sd s s sd r rd
= σ ai + r i - i - J i -i - L ω i - bR ψ
= σ ai + r i - i + J i -i + L ω i + bω ψ
u
u
 (3.26) 
3.4 Kết quả nghiên cứu 
Trong phần này, tác giả tiến hành khảo sát, phân tích và đánh giá chất lượng 
bộ điều khiển BS_PCH mới kết hợp giải thuật giảm điện áp common mode 
4S_CBPWM (giải thuật 4S_CBPWM Vcomopt được đề xuất trong chương 2) cho hệ 
truyền động điều khiển vector SPIM (như hình 3.10) ở các chế độ vận hành khác 
nhau, trong điều kiện tải và tham số động cơ thay đổi thông qua phần mềm mô phỏng 
Matlab - Simulink. Các khảo sát được thực hiện dựa trên các thử nghiệm được đưa 
ra trong [45], [47]. Thông số của SPIM như sau: 1HP, 6-phase, 220 V, 50 Hz, 4 
poles, 1450 rpm. Rs = 10.1, Rr = 9.8546, Ls = 0.833457 H, Lr = 0.830811 H, Lm 
= 0.783106H, J = 0.0088 kg.m2. 
67 
N
g
u
ồ
n
 A
C
3
P
-+
-+
-+
P
C
H
B
S
T
2 T
2-1
B
C
L
S
P
V
S
I 
D
C
 l
in
k
 Đ
K
D
 i
sd
q
Đ
K
T
Đ
T
6-1 T
6
i s
d i s
q
u
sd
u
sd
u
sα
i s
α
i s
β
i s
qi s
d
u
sβ
*
*
Điều Khiển BS_PCH ( IFOC)Phần Động Lực
S
P
IM
+
+
ʃ 
ω
sl
ωω
e
θ
 e
 * E
q
.(
3
.8
)
ψ
r
d
^ i s
q
 *
*
r
-+
E
q
.(
4
.4
)
H
ìn
h
 3
. 
1
0
: 
Đ
iề
u
 k
h
iể
n
 B
S
_
P
C
H
 c
h
o
 h
ệ 
tr
u
y
ề
n
 đ
ộ
n
g
 S
P
IM
ω
* r
ψ
* r
ω
r
Hình 3. 10: Điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM 
68 
Trường hợp 1: 
Để kiểm chứng chất lượng động của hệ truyền động SPIM sử dụng bộ điều 
khiển đề xuất ở chế độ quá độ khởi động và đảo chiều và được thực hiện với cả hai 
bộ điều khiển PI và BS -PCH. Các đáp ứng tốc độ, mô men được hiển thị trong hình 
3.11. Tốc độ tham chiếu trong trường hợp này được khảo sát ở chế độ đảo chiều từ 
1000 vòng/ phút đến - 1000 vòng/phút, động cơ làm việc với tải tải định mức. 
a. Đáp ứng tốc độ 
b. Zoom tốc độ trong quá trình khởi động và đảo chiều 
c. Đáp ứng mô men 
d. Đáp ứng dòng stator biểu diễn trên tọa độ dq 
0 0.5 1 1.5 2
-1000
-500
0
500
1000
Time (s)
S
p
ee
d
 (
rp
m
)
Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)
0 0.1 0.2 0.3
0
500
1000
Time (s)
S
pe
ed
 (
rp
m
)
Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)
1 1.2 1.4
-1000
-500
0
500
1000
Time (s)
S
pe
ed
 (
rp
m
)
Reference
Measured (PI)
Measured (BS-PCH)0.168s
0.102
0.1025s
0.135s
0 0.5 1 1.5 2
-10
0
10
20
Time (s)
T
o
rq
u
e 
(N
m
)
TL
Te (PI)
Te (BS-PCH)
0 0.5 1 1.5 2
-5
0
5
Time (s)
S
ta
to
r 
cu
rr
en
t 
is
d
q
 (
A
)
isq (PI)
isq (BS-PCH)
isd (PI)
isd (BS-PCH)
0.291 0.292 0.293 0.294 0.295
992
994
996
998
1000
1002
69 
e. Đáp ứng dòng stator pha a 
a. Từ thông rotor biểu diễn trên tọa độ αβ 
e. Từ thông rotor biểu diễn trên tọa độ dq 
Hình 3. 11: Đáp ứng tốc độ, mô men trong quá trình đảo chiều 
Bảng 3.1 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức 
Giải thuật ĐK BS_PCH PI 
Thời gian khởi động (s) 0.102 0.168 
Thời gian đạt giá trị xác lập (s) 0.103 0.176 
Thời gian đảo chiều (s) 0.1025 0.135 
Sai số xác lập (Vòng/phút) 0.1 6 
0 0.5 1 1.5 2
-5
0
5
Time (s)
S
ta
to
r 
cu
rr
en
t 
is
a 
(A
)
isa (PI)
isa (BS-PCH)
0 0.5 1 1.5 2
-1
0
1
Time (s)
R
o
to
r 
F
lu
x
 (
W
b
)
Phi rD (PI)
Phi rD (BS-PCH)
Phi rQ (PI)
Phi